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详细分析原边反馈惠州干式变压器方案的设计

作者:惠州润生干式变压器厂  来源:http://huizhou.lcsrw.com/  发布时间:2019-05-05
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原边反馈(PSR)的AC/DC控制技术是***近10年间发展起来的新型AC/DC控制技术,与传统的副边反馈的光耦加431的结构相比,其******的优势在于省去了这两个芯片以及与之配合工作的一组元器件,这样就节省了系统板上的空间,降低了成本并且提高了系统的可靠性。在手机充电器等成本压力较大的市场,以及LED驱动等对体积要求很高的市场具有广阔的应用前景。

在省去了这些元器件之后,为了实现高精度的恒流/恒压(CC/CV)特性,必然要采用新的技术来监控负载、惠州干式变压器和温度的实时变化以及元器件的同批次容差,这就涉及到初级(原边)调节技术、变压器容差补偿、线缆补偿和EMI优化技术。

初级调节的原理是通过精确采样辅助绕组(NAUX)的电压变化来检测负载变化的信息。当控制器将MOS管打开时,变压器初级绕组电流ip从0线性上升到ipeak,公式为


此时能量存储在初级绕组中,当控制器将MOS管关断后,能量通过变压器传递到次级绕组,并经过整流滤波送到输出端VO。在此期间,输出电压 VO 和二极管的正向电压 VF 被反射到辅助绕组 NAUX,辅助绕组 NAUX 上的电压在去磁开始时刻可由公式表示,其中VF是输出整流二极管的正向导通压降,在去磁结束时刻可由公式
表示,由此可知,在去磁结束时间点,次级绕组输出电压与辅助绕组具有线性关系,只要采样此点的辅助绕组的电压,并形成由精确参考电压箝位的误差放大器的环路反馈,就可以稳定输出电压VO。这时的输出电流IO由公式表示,其中VCS是CS脚上的电压,其他参数意义如图1所示。这是恒压(CV)模式的工作原理。



图1 原边控制应用框图及主要节点波形图。


当负载电流超过电流极限时,负载电流会被箝位在极限电流值,此时系统就进入恒流(CC)模式,这里对IO的公式需要加一个限定条件即,即去磁时间与周期的比例保持一个常数,这样在CC模式下的输出电流公式变成了,其中C1是一个小于0.5的常数,VCSLMT是CS引脚限压极限值。


在使得去磁时间与周期的比例保持一个常数后,输出的电压和电流就都与变压器的电感值无关了,因此在实用层面上降低了应用方案对同批次电感感值一致性的要求,从而降低了大规模生产加工的成本。


与此同时,原边反馈系统还会面临线缆压降的问题。因为系统不是直接采样输出端(次级绕组整流后)的电压,而是通过采样辅助绕组的去磁结束点的电压来控制环路反馈的,因此,当输出线较长或者线径较细时,在负载线上会存在较大的内阻(例如在充电器方案中)。在负载电流变化较大的情况下,输出线的末端电压也会有较大变化。在CV模式下,这种变化在某些场合是不能接受的,因此,原边反馈驱动芯片还应该提供对线缆压降补偿的功能,这个功能通常是通过在INV脚上拉一个小电流来实现的。通过预估补偿值来调节连接在INV脚上的分压电阻的总阻值(分压比例不变),从而补偿不同负载线型和负载大小带来的线缆压降,以维持CV曲线的水平性(如图2 中的CV曲线)。


图2 原边反馈AC-DC控制器的工作模式示意图


此外,一款好的原边反馈AC-DC控制器还应该具备优秀的EMI特性,对于传导和辐射这两方面的干扰都应该尽可能降低,目前常见的做法是采用抖频技术和驱动信号柔化技术。抖频技术是指在频率的基频基础上引入一个小幅度的频率变化值,以此来降低在频率点上的频谱能量强度,优化EMI特性。而驱动信号柔化技术则是指将驱动MOS管栅极的驱动信号的开启沿(上升沿)变得比较平滑,以减小MOS管开启瞬间的能量传导和辐射,从而进一步优化EMI特性。

现在大部分芯片都是直接取样辅助线圈上电压,由于漏感的原因,在MOS关断后,也就是次级二极管导通瞬间,会产生一个尖峰,影响电压采样,为了避开个这个尖峰,大部分厂家都是采用延时采机,也就是在MOS管关断一段时间后再来采样线圈电压。从而避开漏感尖峰。PI是在高压关断2.5 μs采样。这种采样方式其实在以前很多芯片上的过压保护上也都有应用,比如OB2203和UCC28600,NCP1377上都有这样的应用,所以可以得到较高精度的过压保护。还有些厂家是在下取样电阻上并一个小容量的电容来实现。同时建义大家吸收电路使用恢复时间约只有2us的IN4007再串一个百欧左右的电阻作吸收。可以减小漏感产生的振铃,从而减小取样误差。得到较高采样精度。次级圈数固定,辅助绕组固定,取样精度高。比较器内部精度也高,自然可以得到较高的输出电压精度。

先写个变压器的基本公式。Np*Ipk=Ns*Ipks(变压器次级只有一个绕组Ns),Np,Ipk,Ns,Ipks分别是初级圈数,初级峰值电流,次级圈数,次级峰值电流

当工作在DCM模式时,输出电流是次级电流(如图的三角形)在一个工作周期的平均值,所以Io=(Td/T)*Ipsk/2, 其中 T为工作周期。

Np*Ipk=Ns*Ipks

所以Ipks=Np*Ipk/Ns,

将Ipks=Np*Ipk/Ns代入Io=(Td/T)*Ipsk/2 ,

得到Io=(Td/T)*(Np*Ipk /Ns)/2。

可以看出Np,Ns为常数,只要固定Ipk,和Td/T就可以得到固定的电流输出。

市面上很多IC固定Ipk的方式是限制初级MOS取样电阻上的峰值电压,同时为了避免寄生电容在导通时产生的电流尖峰,会加入一段消隐时间。

Td/T 是由IC内部固定的。OB的是0.5(他是给出TD同频率的关系),BYD的1508是直接给来的0.42。仙童的没有直接给出1317没直接给出这个值,而是给出了一个计算初级电流的公式。也是间接告诉了Td/T 。

CC时,在不同输出电压情况下,工作在PFM模式以保证固定的Td/T而实现稳定的输出电流。这就是实现恒流的基本原理,输出电压变化时能保证电流不变。只要保证IC Td/T 的精度,以及初级峰值电流的限流精度就可以得到较高的输出电流精度。这两部分基本上取决于IC。取样电阻保证1%是没有问题的。

再讲讲PSR对电感量补偿的原理。看过PI LN60X实验视频的朋友可以看到他们的PSR对电感量有补偿。

当电感量低出设计正常值时,达到同样的峰值电流需要的时间就短了,Δt=L*ΔI/V,ΔI在DCM模式时等于峰值电流,而峰值电流是固定的。V就是Vin,为常数。所以L低会造成Δt下降,也就是Ton下降。根据伏秒平衡,Ton*Ipk*Np=Td*Ipks*Ns。Np,Ns为常数,Ton的下降同样也造成Td下降。由于Td比上周期T为固定值,Td下降造成T变小,所以频率就升高了。但是由于有最高频率的限制。所以设计时要注意在最重负载时,频率不能工作在最高频率,这样电感量的变化将得不到补偿。应适当低于最高工作频率。电感量高出正常值时,结果当然是相反的。Io=(Td/T)*(Np*Ipk /Ns)/2。只要Ipk,Td/T不变,输出电流也就不变。所以电感量变化引起的是频率的变化。从公式P=1/2*I*I*L*f也可以看出。I固定,输出功率不变,L的变化引起的是频率f的变化。但一定要注意最高工作频率限制。

惠州干式变压器参数(7*1W LED驱动):输入 AC 90-264V 输出:25.8V 0.3A
方案采用芯联半导体的CL1100(见附件)

从IC资料上可以看出Td/T=0.5 CS脚限制电压Vth_oc为0.91V FB基准为2V
占空比D取0.45 Vin取90V 整流管VF取0.9 最高频率取50KHZ 变压器用EE16,AE=19.3mm^2VCC供电绕组电压取22V(考虑到不同串数LED的兼容性VCC绕组电压取得较高,但通常根据经验,取芯片最大值减去2v)

1,计算次级峰值电流Ipks:
Io=(Td/T)*Ipsk/2
Ipks=Io*2/(Td/T)=0.3*2/0.5=1.2A

2,计算反射电压Vor:根据伏秒平衡
Vin*Ton=Vor*Td
Vin*Ton/T=Vor*Td/T
Vin*D=Vor*Td/T
90*0.http://huangshan.lcsrw.com/45=Vor*0.5
Vor=81V

3,计算匝比N,
Vor=(Vo+Vf)*N
N=81/(25.8+0.9)=3.03

4,计算初级峰值电流(考虑到初级电流一部分在转换时的损耗,如吸收中的一部分损耗,磁芯损耗,输出电容损耗,次级铜损)初级电流损耗取输出电流的7%
Ipk=Ipks*(1+7%)/N=1.2*(1+7%)/3.03=0.424

5,计算初级电感量
Vin/L=ΔI/Δt DCM模式时ΔI等于Ipk
vin/L=Ipk/(D/f)
L=vin*D/f/Ipk=90*0.45/50K/0.424=1.91mH

6,计算初级圈数Np,Ns(B取0.3mT)
NP=L*I/(AE*B)=1.91*0.424/(19.3*0.3)*10^3=140TS
NS=NP/N=140/3=46.6TS 取47TS时反算47*3.03=142TS
NA=NS*VA/(Vo+VF)=47*22/(25.8+0.9)=39TS

7,电压取样电阻
当供电绕组电压取22V时,FB基准为2V ,上下取样电阻正好为10比1,取6.8K和68K

8,电流检测电阻Rcs
Rcs=Vth_oc/Ipk=0.91/0.424=2.15 用2.7并11欧电阻

9,二极管反压
=Vin_max/N+Vo=264*1.41/3.03+25.8=149V 取耐压200V的SF14

10,MOS耐压及 漏感尖峰取 Vlk75V
=Vin_max+Vor+Vlk=373+81+75=529V 考虑到功耗选用2N60.

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